零电压开关(ZVS)/零电流开关(ZCS)技术，或称软开关技术，小功率软开关电源效率可提高到80%~85%。20世纪70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。

基本介绍

PWM开关电源按硬开关模式工作(开/关过程中电压下降/上升和电流上升/下降波形有交叠)，因而开关损耗大。高频化虽可以缩小体积重量，但开关损耗却更大了。为此，必须研究开关电压/电流波形不交叠的技术，即所谓零电压开关(ZVS)/零电流开关(ZCS)技术，或称软开关技术，小功率软开关电源效率可提高到80%~85%。20世纪70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。随后新的软开关技术不断涌现，如准谐振(20世纪80年代中)全桥移相ZVS-PWM，恒频ZVS-PWM/ZCS-PWM(上世纪80年代末)ZVS-PWM有源嵌位；ZVT-PWM/ZCT-PWM(20世纪90年代初)全桥移相ZV-ZCS-PWM(20世纪90年代中)等。我国已将[敏感词]软开关技术应用于6kW通信电源中，效率达98%。

技术应用

对降压稳压器的关键要求通常是尺寸和效率。由于印制电路板面积弥足珍贵，哪个设计人员也不愿意分配额外的空间给功率设计方案。此外，由于单片机和数字信号处理器(DSP)不断推陈出新，电路板设计方案也不断升级，尽管功率有所增加，但产品尺寸却不能增大了。因此，高密度稳压器便随着[敏感词]IC集成度的提高、MOSFET技术的提升及封装工艺的改良而不断发展。纵使这样，这些稳压器还是无法满足新系统的应用要求。尤其是系统内部的功率密度正日益提高。其主要原因是开关损耗阻碍稳压器MOSFET的内部性能。如果不从根本上解决这些损耗问题，那么只能期望一些微小的性能提升。

选用原因

造成开关损耗的主要原因在于：一是，硬开关。现今，大多数非隔离降压稳压器拓扑的开关损耗都很大。原因是在导通和关断期间，MOSFET同时承受高电流和高电压应力。当开关频率与输入电压增高时，这些损耗同时增大，限制了其可以达到的[敏感词]工作频率、效率和功率密度。二是，栅极驱动损耗。由于栅极驱动电路内的米勒电荷的功耗较高，导至硬开关拓扑结构的栅极驱动损耗也较高。三是，本体二极管传导。当高电平端MOSFET导通和关闭时，高脉动电流通过低电平端MOSFET的本体二极管。本体二极管导通的时间越长，反向恢复损耗和本体二极管传导损耗便愈高。本体二极管传导也会造成破坏性的过冲和振铃。开关损耗还限制了稳压器的开关频率，开关频率越高，MOSFET开关时间就越长，损耗就越大。如果开关不能在高频率切换，将限制更小型无源组件(电阻、电容和电感)的使用，从而使稳压器密度受到影响。众多电子设计师希望在负载点使用零电压开关(ZVS)  。
  针对上述问题，Picor引入了一个高性能、高度集成、软开关降压稳压器平台，可高频工作，大幅度地降低开关损耗，提高效率。

一、零电压开关ZVS应用背景

        零电压开关(Zero Voltage Switch)，即开关管关断时，开关管导通时，其两端的电压已经为0。这样开关管的开关损耗可以降到[敏感词]。我们平时使用的电磁炉和LLC电源都是这种谐振电源，普通的充电器等都是硬开关的，比这种谐振电源损耗要大些，所以ZVS可以做到很高效率，例如电磁炉，当我们把功率调到比较大时，为持续加热；当功率调的较小时，就开始断断续续加热，因为那个时候已经不能达到谐振状态了。像我们普通充电器那种硬开关的电源，不管空载和满载都是持续震荡的。但是零电压开关也有一个缺点，就是其调节范围一般都比较窄。

二、零电压开关ZVS原理

        图2-1 零电压开关原理图（直流供能）

        图2-2 零电压开关波形图及其t2时刻波形图

1.上电时L1通入的电流为零，电源通过R1、R2是Q1、Q2导通，L1电流逐渐增加，由于两个开关管特性差异，将导致流入两个开关管的电流不同，假设Q1电流大于Q2电流，所以Q1栅极电压高于Q2栅极电压，通过两个二极管D1、D2，使得a点电压低于c点电压，故T1将产生b为正，a为负的感应电压，于是通过T1形成正反馈，使Q1导通，Q2截止。完成启动过程。

2.（t0~t1时间）稳态Q1导通时，由于上个周期T1电流为a到c，并且C1两端电压为零。由于电流不能突变，T1电流将对C1充电，C1逐渐为a负c正的电压，并且正弦变大，T1电流正弦变小。此时a电压被Q1下拉到0V，所以C点电压正弦变大，Q1栅极电压被D3稳压管钳位，Q1时钟保持导通。

        图2-3 （t0~t1）Q1导通，T1电流对C1充电

4.（t1~t2时间）C1开始通过T1由c到a放电，C1电压即c点电压正弦变小，T1电流由c到a正弦变大。

        图2-4 （t1~t2）C1对T1绕组放电，当C1电压为0左右时，Q1关断，Q2导通

5.（t2时间）当C1能力基本放完时，c点电压下降到MOS管阀值电压左右，将通过D2使Q1进入放大区。此时C1对T1绕组由c到a放电电流达到[敏感词]值。同时由于Q1进入放大区，a点电压逐渐上升，同时通过D1使Q2也进入放大区。

6.（t2时间）C1放电完毕，T1绕组由c到a电流达到[敏感词]值，将像C1充电，使C1充电为a正c负的电压，同时C1两端电压正弦变大。此时两个MOS管同时进入放大区。

7.（右图）由于T1对C1的持续充电，C1上电压为a正c负，通过两个二极管使Q2栅极电压升高，Q1栅极逐渐下降，同时正反馈形成，Q2导通，Q1截止。

8.Q2导通与Q1导通过程类似。

9.L1电感值比T1大，整个震荡周期中L1电流基本不变。震荡过程中L1持续为LC振荡器补充电能。

三、零电压开关（ZVS）计算

1.波形振幅计算

        由波形图可知L1下端b点的波形为正弦波的[敏感词]（即为下面降到的Vbm）。由稳态时电感两端电压积分为0，流过电容电流积分为0，可计算出b点电压振幅。

        设b点电压为，电源电压为Vcc，

        则L1两端电压为即，

        对L1两端电压积分计算得，

        由波形图可知b点电压为a到c的电压的一半，所以a、c两端的电压即C1端电压为即为。

2.电感电流计算

        知道了电容C1两端的电压，就可以根据电容能量公式和电感能量公式来计算出电感[敏感词]峰值电流为：，其中L为a到c的电感值。

        可见C越大，L越小，通过电感L的电流就越大，大的C和小的L，将导致很大的电流通过电感L，会产生强大磁场，电磁感应加热由此而生。不过通过电感L的电流过大，需要考虑其电阻上面的损耗。同时流过C的[敏感词]电流等于电感[敏感词]电流，选择谐振电容时需要考虑电容的[敏感词]电流参数。

3.计算振荡频率

        该谐振属于LC并联谐振，所以谐振频率为

4.电感L1上交流峰值计算

        L1电感值较大时，流过的电流基本为直流，其电流为补偿振荡所损失的能量。由于b点的振幅已知，就可以计算出L1在一个振荡周期中的交流峰值电流了（其实际峰值电流为直流电流+交流峰值电流）

        Vb电压等于Vcc的时间t：

        于是对电压积分就可以计算出流过L1电流峰值：

        过小的L1会导致其电流峰值很大，导致不必要的损耗。

采用零电压开关ZVS拓扑的100W的PD解决方案

更大的电池容量和更短的充电时间需求，不断提高对于充电器功率的要求。在小尺寸中实现大功率颇具挑战性，人们为此提出了各种各样的创新方案，包括零电压开关ZVS拓扑结构、高性能开关、创新的封装方式以及使用宽禁带材料等，以满足相应设计要求。

如何利用电源开关和新型拓扑结构来实现94%的效率和23W/in3的功率密度。

为了达到更高的功率密度，需要选择合适的拓扑结构、规格尺寸和先进的控制技术。纵观当前的大功率移动充电器市场，存在着多种针对大功率USB-PD充电器的解决方案，包括PFC+QR和PFC+LLC。然而，这些解决方案也存在一定局限性，限制了其得到广泛应用，例如：QR无法实现软开关，LLC拓扑结构难以用于可变输出电压设计。

针对上述情况，英飞凌推出了一种新的非对称半桥混合型反激拓扑结构（如图1）。半桥与串联电容器共同驱动传统的反激变压器。反激变压器的主电感和串联电容器形成谐振回路，用于实现半桥开关的ZVS特性，并在反激变压器的常规退磁阶段提供谐振功率传输。在正常运行期间，充电周期和相关功率通过峰值直流电流控制，而退磁阶段通过定时控制，以确保适当的负预磁化，从而满足半桥开关所需的ZVS条件。

图1：非对称半桥反激拓朴的简化示意图

初级侧的电源电路通过LC谐振回路实现，该回路由类似于LLC转换器的半桥驱动。谐振电感器Lr为串联电感，它既可以是变压器漏感，也可以是变压器漏感加外部电感，而Lm则代表变压器主电感。通过将谐振电容器Cr和变压器的初级线圈连接于正节点和半桥中点之间，也可以实现相同的转换效果。当高侧开关HS导通时，能量将存储于Cr和Lm中，并且各自存储的能量将随输入电压和开关频率而变化（如图2所示）。

图2：储能分布和频率变化示意图 

当高侧开关HS断开时，变压器中的电流将迫使半桥中点VHB下降，直至低侧开关的体二极管钳位电压为止。然后，低侧开关将在零电压时导通，与此同时，变压器相位反转，能量转移至次级侧。当低侧开关断开时，上一阶段变压器中感应的负电流将迫使半桥中点VHB升高其电压，直至高侧开关HS的体二极管钳位电压为止，类似于上一个阶段。在ZVS条件下，HS打开，而LS关闭，但变压器谐振回路中的电流仍为负，这意味着谐振回路中的多余能量将被送回输入端。

为什么[敏感词]混合反激拓扑结构？

Infineon

• 与其他反激拓扑结构相比，混合反激变压器需要存储的能量比较少，因此有助于减小充电器的尺寸。

• 混合反激可以在初级侧实现完全的ZVS，而在次级侧实现完全的ZCS，并且泄漏能量也可以回收，从而提高效率。

• 如以下公式，输出电压将随占空比变化。对于混合反激式来说，实现宽电压范围的输出要容易得多，由此克服了LLC拓扑结构在宽电压输出应用中的局限性。

Vout：输出电压

D：占空比

Vin：输入电压

Lm：变压器电感

N：变压器匝数比

Lr：变压器漏感

英飞凌的100W USB-PD参考设计

Infineon

完整的解决方案如图3所示。PFC级采用临界导通模式IRS2505和ThinPAK封装IPL60R185C7 CoolMOS™，而DC-DC级则采用数字PWM控制器XDPS2201和IPLK60R360PFD7。同时，BSC028N06NS用作同步整流开关（将来可以换成专门针对充电器同步整流用的低压ISZ0702NLS以进一步提升性价比），协议控制器为CYPD3174，而p-channel MOS  BSZ086N03NS3用作输出安全开关。

图3：100W USB-PD解决方案框图

通过这种设置，效率峰值可以达到94%，并且待机功耗低于60mW。

图4：效率和待机功耗曲线

[敏感词]效率：

选择适当的高压MOSFET至关重要

Infineon

软开关技术使器件能够在ZVS下运行，即MOSFET仅在其漏源电压达到0V（或接近于0V）后才导通。这种策略可以消除器件的导通损耗，而导通损耗通常是造成总开关损耗的主要因素。遗憾的是，由于输出电容的“非无损”特性，所有高压SJ MOSFET都会遭受另外一种损耗，即在MOSFET输出电容（Coss）先充电后放电时，都会有部分能量损失。因此，即使在ZVS条件下运行，也无法回收存储于输出电容中的全部能量（Eoss）。这种现象与Coss的滞回特性有关，在执行Coss充电/放电周期时可以借助较大的信号测量观察到这种现象。正因如此，此类损耗通常被称为Coss滞回损耗（Eoss,hys）。

图5：SJ MOSFET的Qoss充电/放电周期

得益于英飞凌先进的SJ技术，CoolMOS™ PFD7系列进一步降低了滞回损耗，从而有助于进一步提高效率。  

 结论 

基于数字XDPS2201的ZVS混合反激式，可以在不同的输入电压和输出电流条件下实现ZVS和ZCS。此外，它还可以回收变压器漏感的能量。高性能的功率MOSFET有助于在60mm x 40mm x 18mm尺寸的100W USB-PD设计实现高达94%的效率。

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